刘芳，李灏淳，吴凤海
（哈尔滨工业大学（威海） 信息与电气工程学院，山东威海264209）
摘要：在整流系统中，往往存在着大量的谐波，为减轻它们对电网的影响，结合多脉波整流技术构建了一种基于Boost变换器的谐波抑制电路。电网交流电经过变压器移相，又经不控整流电路得到直流电压，采用两个Boost电路并入负载，最终通过对Boost电路的控制达到进一步抑制电流谐波的目的。仿真结果表明，这种方法能够在多脉波整流电路的基础上进一步抑制交流侧输入电流的谐波，以达到更好的谐波抑制效果。
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关键词 ：电网；Boost变换器；多脉波整流；谐波抑制
中图分类号：TN710-34 文献标识码：A 文章编号：1004-373X（2015）12-0146-04
收稿日期：2014-12-12
基金项目：国家自然科学基金资助项目（51107019）
0 引言
对于电网而言，很多电力电子装置都属于非线性负荷，如变流器或斩波器等。它们派生出来的有害高次谐波注入电网，给电网带来了严重的污染。在电能变换中，电力电子装置的功率因数一般较低，无功功率较大，若不对谐波进行有效的抑制，这些问题很有可能使电能质量急剧下降，给电网带来额外的负担，增加用电设备的损耗，降低其效率、寿命。因此，近些年来，谐波和无功问题一直是人们要解决的问题之一。多脉波整流技术在提高整流器性能方面有着较好的优越性，对于解决谐波问题也有其优点，但并不能做到完全的解决。因此，本文在多脉波整流系统的基础上构建了一种基于Boost变换器的谐波抑制电路，并针对设计对象进行了仿真验证。仿真结果表明，该技术能够有效地抑制交流侧输入电流的谐波。
1 主电路的结构及分析
图1 为基于Boost 变换器的多脉波整流系统原理图，其整流环节采用的是多脉波整流技术。电网交流电压经过变压器后发生移相，由于二次侧变压器的相序不同，使得上下两组变压器的输出电压相位错开[1]。这两个不同相位的电压分别经过两个不控整流电路整流，相位差的存在使得整流桥产生的谐波相互抵消，谐波在一定程度上便得到了抑制。在直流侧，采用了两组Boost电路并联至负载的方式，利用控制电路来控制两组Boost电路中开关管的通断，从而抑制输入电流谐波。
1.1 移相变压器的结构与匝数比
移相变压器采用Δ Δ - Y 接线方式，变压器二次侧电压相位相差30°，输出电压为12脉波，电压纹波明显减小。同时输出电流也为12脉波，低次谐波大幅度降低[2]。取三个绕组的相对匝数比为：
这样，两组整流桥输入线电压相等。根据变压器的结构及匝数比，整流桥的输出电压平均值将会相同。如果要改变整流输出电压值，可通过改变变压器匝比实现。
1.2 Boost电路的参数选择
由于两组Boost电路同时并入负载，可以省去了平衡电抗器的设计使用，同时可通过控制电路实现直流侧的输出电压调节。
1.2.1 电感的选择
Boost变换器中的电感一端连接到输出电压，另一端则连接到输入电压，其交变频率为开关频率。在DC-DC变换器中，电路最终会到达如图2所示的“稳态”。状态1期间，输入电压被加到电感的两端；状态2期间，输入电压与电感共同向负载与电容供电。所以，在状态1电感电流增大，在状态2电感电流减小[3]。
由图2可知，电感的Imax 与IDC 、IPP 之间存在线性关系。具体如下：
式中：f 为开关频率；D 为占空比。
通过应用周期平均电流法的稳态情况，先求出IDC与负载电流的关系，从而确定出前者，然后再根据实际的负载情况，选择IPP ，从而确定电感的大小。图3是电感值不同时整流桥输出的电流的仿真波形，可通过波形的比较得出适合的电感值。由图3可知电感值在额定值L = 7 mH 时，输出电流波形较好。电感L 减小时输出电流波形底部出现削尖。因此还是选择L = 7 mH 较为理想（满足自然谐振频率SRF大于转换器的开关频率）。
1.2.2 电容的选择
电容取不同值时负载两端的电压波形如图4 所示。由图可知，电容取值越大，滤波效果越好，但是容量越大，体积越大[4]。考虑实际情况，选C = 1 000 μF 就可满足要求。
2 控制电路及原理
控制电路针对Boost电路设计，目的是使得Boost电路的输入电压和输入电流同相位，且均为正弦半波，实现功率因数校正。该控制电路采用双闭环设计，其中内环用来控制输入电流，外环用来控制输入电压，内外联动，保障系统功能实现。控制电路原理图如图5所示。
电压环的给定电压ud* 决定了最终的输出电压，把它与负载两端的电压进行比较，差值送入电压调节器PI1 中，经过比例积分变换后的输出id 作为电流给定信号中反应电流大小的部分[5]，当负载发生变化时，输出电压产生变化，则id 同时变化，该电流既能反映负载电流的大小，也能反应电感电流iL 的大小。通过乘法器把id和|sin ωt |相乘，实际上是用ud1 代替的。在内环中，反馈变送环节将检测到的电感电流iL1 与iL1* 进行比较做差，差值送入电流调节器PI2 中，经PI2 调节后，再与载波（三角波）进行比较，得到的信号即为控制开关器件VT 的PWM 信号[6]。经过此PWM 信号控制后，该Boost电路的输入电流iL1 就能很好地跟踪指令电流iL1* ，ud 也能跟踪给定电压ud* 。
控制电路中给定正弦和载波的获取依靠下述电路实现。
利用图6所示同步变压器，采用Y-Y与Δ-Δ接法，一次侧与主电路变压器的二次侧输出电压连接，这样即实现了高压侧与低压侧的隔离，也保障了信号的同步，同时采用RC滤波，避免网侧高频干扰影响控制电路。另外，还可以利用同步电压信号经过逻辑电路、积分电路等生成载波信号，完成整个控制电路功能。
3 系统仿真及结果
对上述基于Boost变换器的多脉波整流系统在Mat-lab中进行建模仿真，仿真图如图7所示。
其中给定指令信号电压ud* = 400 V（仿真中直流侧的期望输出电压值为400 V）。参考电流环预测控制算法[7]和电流电压双闭环控制应用分析[8]。PI1 的参数为：P1 =0.04，I1 =0.002；PI2 的参数为：P2 =0.001，I2 =0.005。仿真结果如图8、图9所示。
图8（a）为不带Boost变换器时系统输入电流ia 的波形及其谐波分析，由图可知，电流的波形与正弦差距较大，11、13次谐波明显，ia 的THD值为9.38%；图8（b）是带有Boost变换器时的情况，波形很接近正弦波，低次谐148波基本都被抑制，ia 的THD 值为2.20%。两者比较，谐波畸变率有明显减小[9]。
带有Boost变换器的多脉波整流系统工作时，负载两端电压ud 、电流id 的波形如图9 所示，ud ? 400 V ，id ? 25 A ，与给定要求基本一致，由于启动时有较大的电路冲击，所以开始阶段有一定的超调，但最终会稳定到要求范围内[10]。
4 结语
本文对构建的多脉波整流电路进行了设计及仿真。仿真结果表明，在多脉波整流系统的直流侧增加Boost变换器，能够实现对谐波的进一步抑制，同时降低了输出电压纹波，帮助系统更高效的运行。
作者简介：刘芳（1979—），女，山东德州人，硕士。研究方向为电力电子与电力传动。
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参考文献
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